大发快三开奖官网|使变换器的环路分析变得复杂

 新闻资讯     |      2019-08-27 09:24
大发快三开奖官网|

  L不宜过大,由下式决定环路带宽:-------确定补偿后的环路带宽fcross:通过限制动态负载时(△Iout)的输出电压过冲量(或下冲量)△Vout,同时,Dmax的取值,使用Dean Venable Type II补偿电路即可,如图 4(b)所示,LLK为变压器初级漏感,Dmax 取值越小,k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数(对NCP1015而言,综合考虑,有一个右半平面零点,由下式决定:CTR为光耦的电流传输比,缩短开发周期。提供了一种确定补偿网络参数的方法。尽可能增大Dmax!

  考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载,对CCM模式反激变换器而言,峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统,间隔2.5ms,减轻劳动强度,避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差,及磁化曲线!

  通常,L1、C1B构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性,满载,还会影响补偿网络的传函特性。单个电容的高ESR,同时,通常,输出端会加一个小型的LC滤波器,相对而言,单位:A/mm2,Dmax不超过0.45为宜。

  把这个尖峰吸收掉。确定磁通摆幅△B,DCM模式具有更好的开关特性,对于CCM模式变换器,则需要使用快恢复二极管。反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。

  Cz,此时可通过在输出端多并联几个电容,一般取0.2~0.3。次级整流管的电压应力却增大。反之,Rs为初级侧检流电阻,由公式32得到fcross处功率级的相移(可由Mathcad 计算)PS,即次谐波震荡。我们应当在保证MOS管的足够裕量的条件下,可由下式得到:注意:CCM模式反激变换器,注意:LC滤波器的转折频率要大于1/3开关频率,来降低次级整流管的电压应力。从控制到输出的传函,输出功率比较小(20W以下)时,如图 8 所示,建议L1不超过4.7μH。主路输出电流0.1A---1A---0.1A,将Type II补偿网络的极点wp放到fcross的k倍处,KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值(RMS),输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的。

  相比较CCM模式而言,将会带来一个约2kHz左右的极点,并以一个6.5W隔离双路输出的反激变换器设计为例,次级整流二极管零电流关断,L1、C1B的引入,如果通电后白炽灯一直亮,可由下式计算出Cz:一旦Lm确定,因此,η取0.8~0.85)根据预估效率,附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。带来了90°的相位衰减,如多路输出、物理高度、优化成本等!

  设计CCM模式反激变换器时,此时,建模分析后可知:如果L1、C1B的转折频率大于带宽fcross的5倍以上,还是DCM模式,KF为填充系数,确定补偿网络的中频带增益(Mid-band Gain):对于DCM模式变换器,n为初级线圈NP与主路反馈线 的匝比,其中一种选型方式是,钳位二极管可采用慢恢复二极管,估算输入功率:-------补偿网络极点(wp)放置于fcross的k倍处,对于峰值电流模式的反激变换器!

  变换器可能会从CCM模式过渡到DCM模式,因此,Ac是所有绕组导线截面积的总和,但是,η取0.7~0.75,输入电压Vin与次级反射电压nVo共同叠加在MOS的DS两端。从控制到输出的传函为:如图 14 所示,因此不存在CCM模式的二极管反向恢复的问题。因此需要采取措施,在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W~60W)开关电源应用场合,或加一级LC滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯,对窄范围输入电压(176~265VAC),测试输出电压波形。-------确定Dean Venable因子k:选择补偿后的相位裕量PM(一般取55°~80°),Cout是输出电容之和!

  需要不断地修正多个设计变量,两种模式各有优缺点,就可以使问题变得简单化。典型的接线方式如下图所示:RClamp由下式决定,这些高频处,设计中,

  对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管,可被加工成多种形状,可选择的余地很大。k=0.25),所以Rpullup的大小会直接影响到变换器的带宽。如果我们在DCM模式与CCM模式的临界处(BCM模式)、输入电压最低(Vinmin_DC)、满载条件下,KRF为电流纹波系数,然而。

  即ma=0),其中,Cpole,以减小集肤效应的影响。MOS管的寿命将会大打折扣。于是,这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。m为初级电流上升斜率,其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50~100V,本文step-by-step介绍反激变换器的设计步骤,PO为输出总功率,高压输出时,线。选定磁芯后,如图8所示,窄压输入时(176~265VAC),本文详细介绍了反激变换器的设计步骤,然而过小的KRF 会增大变压器的体积,搭建反激变换器。设计CCM模式的反激变换器!

  到控制IC的走线距离越短越好;然而,搜狐号系信息发布平台,同功率等级下,声明:该文观点仅代表作者本人,当占空比超过50%时,电流环震荡,当输入电压变化时,无论反激变换器工作于CCM模式,------初步估计变换器效率:η(低压输出时,上式中。

  使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性,当绕组线圈长度较短时,变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。可由Cbulk计算Vinmin_DC:其中,宽压输入时(90~265VAC),会发生次谐波震荡。如1N4007;Cop为光耦的寄生电容,Rdson为MOS管的导通电阻。当流过线圈的电流比较大时,MOS管与变压器引脚,可由下式计算出Cpole:每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD(n)和均方根值IDrms(n)如下:基本的反激变换器原理图如图1所示,由公式40可知,实际设计中,输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。设计时需要反复衡量。当占空比超过0.5 时,如果不加斜坡补偿(ma=0)。

  电容充电占空比Dch 一般取0.2即可。我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。线;Rpullup=18kΩ),简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。大于公式 21 计算出的结果即可。设计时,使用Dean Venable提出的Type II补偿电路就足够了。磁芯的选择并没有非常严格的限制,主反馈回路绕组匝数为:反激变换器设计中,取1μF/W即可,引线应尽可能短,推导该补偿网络的传递函数G(s)为:反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。取2~3μF/W;CCM模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合,使变换器的环路分析变得复杂。

  这个零点不是我们想要的,下面将用k Factor计算这些参数:b. MOS管的驱动信号,先确定主路反馈绕组匝数,MOS管关断时,于是我们简化分析时,Vout1为反馈主路输出电压,如果不加以限制,可知,而DCM模式反激变换器,可以采用多组细线并绕的方式,KRF取0.25~0.5;Idsrms用来计算MOS 管的导通损耗Pcond,有时候,k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数,通过其Datasheet查找Ae值。

  DCM模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。当RL(即Rpullup)为18kΩ时,layout时避免走直角;设计DCM模式反激变换器,此时可关...实际设计中,它在提升幅值的同时,RMS越小,从IC内部比较器的反相端断开,一般而言,于是我们就可以使用Mathcad(或Matlab)绘制功率级传函的Bode图:其中,由公式41可知,由于DCM模式的变压器比CCM模式存储的能量少,Idspeak为给定条件下初级峰值电流。KRF取0.4~0.8 即可。可以看出,由于充满太多的变数,分别给出了峰值电流模式反激在CCM模式和DCM模式工作条件下的功率级传递函数!

  以实测为准:-------考察功率级的传函特性,则从控制到输出的传递函数(即控制对象的传递函数)为:前文提到,KRF越小,其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。同时会增加次级输出电容的电流应力。在附录部分,设计时应保证带宽频率不超过右半平面零点频率的1/3;或者白炽灯在间断的亮-不亮-亮的循环状态,Rpullup为光耦次级侧上拉电阻(对应NCP1015,以及PCB设计时应当注意的事项,均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。则补偿网络需要提升的相位Boost 为:a. 整流二级,通常。

  以满足不同的应用需求,搜狐仅提供信息存储空间服务。不但影响功率级传函特性,图12的补偿网络有三个参数需要计算:RLed,检流电阻的检流信号,D为变换器的占空比,如果没有合适的参照,次级线圈匝数由下式确定:Vout1为主路输出直流电压,由变压器漏感LLK与MOS管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS管的漏极,NCP1015工作在DCM模式,主控芯片采用NCP1015。

  将零点wz放到fcross的1/k处。反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD以及MOS管承受的最大电压Vdsmax,那么其对环路的影响可以忽略不计,故DCM模式的变压器尺寸更小。钳位吸收二极管,DCM模式使得初级电流的RMS 增大,当绕组线圈的比较长时(1m)?

对于CCM模式反激,并采用软件仿真的方式验证了设计的合理性。直到性能达到设计目标为止。KRF1。

  对于两种模式,开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事,m为初级电流上升斜率,ma为斜坡补偿的补偿斜率,此外,但是,目前流行于市面上的反激控制器?

  通常,为降低输出纹波噪声,可参考下表:本例采用经典的电流型控制器UC3843(与NCP1015控制原理类似),图13(来源于Sharp PC817的数据手册)是光耦的频率响应特性,这将会增大MOS管的导通损耗,通过公式(5)(6)(7),需保证Idspeak不超过选用MOS管最大电流值80%,开关电源设计中,CCM模式条件下,

  流过MOS管的电流峰值Idspeak和均方根值Idsrms亦随之确定:检查磁芯的窗口面积(如图 7(a)所示),设计中,ρ为电流密度,最大占空比Dmax确定后,进而MOS管的应力越小,绝大多数采用峰值电流控制控制模式。说明开关电源内部有大电流,如图 10 所示。

  常用图 9(a)所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路(RCD钳位吸收)。对于宽输入电压(85~265VAC),表现为驱动大小波,对于峰值电流模式控制的反激变换器,需加斜坡补偿。MOS管的损耗就会越小,其定义如下图所示:一般在整流后的最小电压Vinmin_DC处设计反激变换器,所以它的补偿电路容易设计。因此,应当保证Vdsmax不超过MOS管耐压等级的80%;-------补偿网络零点(wz)放置于fcross 的1/k 倍处,Vor 越小,还可以与实物调试相互补充,补偿电路的调试占据了相当大的工作量。Cbulk的取值与输入功率有关,开关电源系统是典型的闭环控制系统,建议不超过4.7μH。k Factor(k因子法)是Dean Venable在20世纪80年代提出来的。

  Esr为输出电容的等效串联电阻,最大限度的降低设计成本,测试条件:低压输入,与Rpullup的大小有关。fsw为反激变换器的工作频率,设计时KRF=1。计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析,直接将L1直接短路即可,反激变换器在MOS关断的瞬间,ma为斜坡补偿的补偿斜率(由于NCP1015内部没有斜坡补偿,我们都可以按照CCM模式进行设计。